脈寬調製DC/DC全橋變換器的軟開關技術（第二版） epub pdf mobi txt 電子書 下載 2024

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脈寬調製DC/DC全橋變換器的軟開關技術（第二版）
	曾用價	45.00
	齣版社	科學齣版社
	版次	1
	齣版時間	2018年01月
	開本	16
	作者	阮新波
	裝幀	平裝
	頁數	224
	字數	257
	ISBN編碼	9787030354952

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在綫試讀
第1章 全橋變換器的基本結構及工作原理
　　1.1 概述
　　1.1.1 電力電子技術的發展方嚮
　　高頻電力電子技術是電力電子學的一個重要發展方嚮，是使電力電子變換器更好地實現基本要求諸多方麵的重要技術途徑。開關器件和元件（磁芯和電容）的高頻化是高頻電力電子學的基礎，功率場效應品體管(MOSFET)和絕緣柵雙極性品體管(IGBT)已成為現代高頻電力電子學的主要開關器件，低柵荷、低結電容的場效應晶體管，進一步促進瞭高頻電力電子技術的發展。近年來，SiC器件，包括SiC二極管、SiC MOSFET和SiC IGBT，已取得較大進展，並已形成商用産品，在中等功率場閤已有取代矽基快恢復二極管和MOSFET的趨勢。為瞭進一步提高開關頻率，GaN器件已開始引起人們的注意。非晶、微晶磁芯和高頻鐵氧體*近也取得瞭重要的進展。電力電子變換器電路拓撲的發展，是高頻電力電子學的另一個重要方麵，諧振變換器(Resonant Converter)、準諧振變換器(QuasiResonant Converter)和多諧振變換器(Multi-Resonant Converter)技術，零電壓開關(Zero-Voltage-Switching．ZVS)脈寬調製(PulseWidth Modulation，PWM)和零電流開關(Zero Current-Switching，ZCS) PWM技術，零電壓轉換(Zero-Voltage-Transition，ZVT)和零電流轉換(Zcro-Currcnt-Transition，ZCT)技術，以及諧振直流環節逆變器(Resonant DC Link Inverter，RDCLI)技術一等部分或全部實現瞭變換器中開關器件的ZVS或ZCS，大大降低瞭開關器件的開關損耗，由此可以使功率器件的開關頻率提高一個數量級，甚至更多。電力電子變換器的高頻化是和小型化、模塊化緊密相關的，而這又與變換器的高效率及結構的高絕緣性能和高導熱性能聯係在一起。因而高頻電力電子技術是隨高頻開關器件和元件、ZVS或ZCS電路拓撲和裝置的結構、材料與工藝的發展而發展的。
　　1.1.2 電力電子變換器的分類與要求
　　電力電子變換器是應用電力電子器件將一種電能變換為另一種或多種形式電能的裝置。按變換電流的種類，電力電子變換器可分為四種類型[12]：①DC/DC變換器，它是將一種直流電變換成另一種或多種直流電，一般簡稱直流變換器；②DC/AC逆變器，它是將直流電變換為交流電，一般簡稱逆變器；③AC/DC變換器，它是將交流電變換為直流電，又稱整流器；④AC/AC變換器，它是將一種頻率的交流電直接變換成另一種或可變頻率的交流電，或將頻率變化的交流電直接變換為恒定頻率交流電，又稱交交變頻器。這四類變換器可為單嚮或雙嚮電能變換器，單嚮變換器的電能隻能從一個方嚮嚮另一個方嚮流動，而雙嚮電能變換器中能量可雙嚮流動。
　　對電力電子變換器*基本的要求是電氣性能好，必須滿足相關的技術指標或技術規範要求。在滿足電氣性能好的情況下，電力電子變換器應滿足“三高一低”的要求，即效率高、功率密度高、可靠性高、成本低。效率高不僅可以節約電能，還可以降低散熱要求，減小散熱器的尺寸和重量。功率密度高，是指在輸齣相同功率時，電力電子變換器的體積要小，這在航空航天應用場閤尤為重要。可靠性高，就是要求電力電子變換器能適應各種惡劣工作條件，有足夠長的平均故障間隔時間。成本低，孰是要求降低電力電子變換器的研製、開發、生産、試驗和使用維修費用，提高其市場競爭力。除此之外，還要求電力電子變換器具有易維修性，即減少對維修人員的技術要求和維修時間短。
　　1.1.3 直流變換器的分類與特點
　　直流變換器是電力電子變換器的一個重要部分。隨著電力電子技術、計算機科學與技術和信息技術的發展，以直流變換器為核心的開關電源應用越來越廣，一直得到各國電力電子專傢和學者的重視，是目前電源産業的重要方嚮之一。
　　按照輸入輸齣是否具有電氣隔離功能，直流變換器可分非隔離型和隔離型兩類。*基本的非隔離型直流變換器有六種，即降壓式(Buck)、升壓式(Boost)、升降壓式(BuckBoost)、庫剋(Cuk)、瑞泰(Zeta)和賽皮剋(SEPIC)等。另外還有雙管升降壓式變換器(Dual-Switch Buck-Boost)、全橋變換器(Full-Bridge)等。
　　隔離型直流變換器可以看成由非隔離型直流變換器加入變壓器及相關整流電路推導而來。隔離型Buck類直流變換器包括正激(Forward)、推挽(Push-Pull)、半橋(Half-Bridgc)和全橋變換器，其巾正激變換器包括單管正激變換器和雙管正瀲變換器(Dual-Switch Forward)。隔離型Boost類直流變換器包括推挽、半橋和全橋變換器。隔離型BuckBoost類直流變換器即反激變換器(F-lyback)，它包括單管反激變換器和雙管反激變換器(Dual-Switch Flyback)。庫剋(Cuk)、瑞泰(Zeta)和賽皮剋(SEPIC)等變換器也有相應的隔離型電路。
　　功率開關管的電壓和電流定額相同時，變換器的輸齣功率通常與所用功率開關管數成正比，故雙管隔離型直流變換器（如雙管正激、推挽、半橋）的輸齣功率為單管（如單管正激）的2倍，為全橋變換器（有4隻開關管）的一半。故全橋變換器是直流變換器中功率*大的，在高輸入電壓和中大功率場閤得到廣泛應用。
　　諧振式、準諧振和多諧振技術是不需外加功率開關管實現變換器功率開關管的ZVS或ZCS的技術，但是這類軟開關技術不同於PWM技術，有器件應力高、循環能量大和變頻控製等缺點。ZVS-PWM和ZCS-PWM技術實現瞭恒頻控製，但是主開關管和輔助開關管的開關應力依然很大，ZVT或ZCT技術具有恒頻控製的特點，但需要外加輔助功率器件，且該器件僅用於實現主功率器件的零電壓轉換或零電流轉換，不能增加變換器的有功輸齣。在直流變換器中，雙管和四管變換器可以利用多個主功率器件自身來實現ZVT或ZCT，同時可輸齣大的功率，這是多管隔離型直流變換器得到廣泛應用的重要原岡，也是本書的齣發點，即本書以隔離型Buck類全橋變換器為對象，係統闡述其軟開關技術。為簡單起見，以下將隔離型Buck類全橋變換器簡稱為全橋變換器。
　　1.2 隔離型Buck類變換器
　　為瞭幫助讀者深入理解各種隔離型Buck類變換器的基本特點及其相互關係，本節首先給齣單管正激變換器的推導過程，在此基礎上，推導齣雙管正激變換器、推挽變換器、半橋變換器和全橋變換器。
　　1.2.1 正激變換器
　　1．單管正激變換器的推導
　　Buck變換器是直流變換器中*基本的電路拓撲，如圖1.1(a)所示，其中Vin為輸入電壓，Q為開關管，DFW為續流二極管，Li和Cf分彆為輸齣濾波電感和輸齣濾波電容。為瞭實現輸入和輸齣的電氣隔離，可以在開關管Q和續流二極管DFW之間插入一個變壓器Tr，如圖1.1(b)所示。變壓器Tr的原邊和副邊繞組的匝數分彆為Np和Ns，原副邊匝比K=Np/Ns。當Q導通時，輸入電壓Vin加在變壓器原邊繞組上，變壓器被磁化，其勵磁磁通≠。綫性增加。當Q截止時，濾波電感電流經D，w續流，變壓器副邊繞組被短路，其兩端電壓為零，相應地，原邊繞組電壓也為零，這樣變壓器的勵磁磁通丸保持不變。岡此，在一個開關周期內，變壓器的勵磁磁通是增大的，如果這樣持續下去，勵磁磁通將會一直增大，直到變壓器飽和，這會導緻功率器件過流損壞。圖1.2(a)給齣瞭變壓器原邊電壓-。和勵磁磁通≠。的波形。
　　為瞭防止變壓器飽和，必須在每個開關周期結束之前使變壓器的磁通減小到零，即使變壓器磁復位。為此，需要加入一個磁復位電路，它在Q戳止時，讓變壓器原邊繞組上得到一個負的電壓，如圖1.2(b)中的陰影部分所示。但此時變壓器的副邊電壓也為負，使續流二極管DFW導通，從而造成變壓器副邊繞組短路。為瞭避免這個問題，可以在副邊繞組中串人一隻二極管D。，如圖1.1(c)所示。如果磁復位電路由復位繞組N，和復位二極管D，構成，並且將圖1.1(c)中的開關管Q與變壓器原邊繞組交換位置，即可得到*基本的單管正激變換器，如圖1.1(d)所示。在實際應用時，一般讓復位繞組和原邊繞組的匝數相等，則開關管電壓應力為2Vin，而開關管的*大占空比為0.5，以保證變壓器可靠磁復位。
　　圖1.1 單管正激變換器的推導
　　圖1.2加入復位電路前後變壓器原邊電壓和勵磁磁通波形
　　2．雙管正激變換器的推導
　　由於單管正激變換器的開關管的電壓應力是輸入電壓的2倍，因此它比較適用於輸入電壓較低的變換場閤，當輸入電壓較高時，可能難以獲得電壓定額閤適的功率器件。比如，輸入為單相220V+20%的交流電壓．采用功率因數校正(Power Factor Correction，PFC)變換器時，其整流濾波後的直流電壓將達到380V，這樣開關管的電壓應力為760V，這時必須采用電壓定額為1000V以上的功率管。這一功率等級的MOSFET的高頻性能較差，導通電阻Rds(on)也較大。當然，開關管也可以選用IGBT，但IGBT存在電流拖尾，其開關頻率不能太高，否則關斷損耗較大，變換效率較低。
　　為瞭充分利用現有的功率器件，需要降低開關管的電壓應力。前麵已指齣，當復位繞組與原邊繞組的匝數相等時，開關管的電壓應力為2Vin為瞭降低開關管的電壓應力，將圖1.1(d)所示的單管止激變換器的開關管Q用兩隻相同的開關管Q1和Q2代替，如圖1.3(a)所示。將Q，和變壓器的原邊繞組交換位置，如圖1.3(b)所示。為瞭確保Q，和Q2的電壓應力均為Vin，分彆在A點與電源負之間和B點與電源正之間引入二極管D。和D．，如圖1.3(c)所示。當Q1和Q2同時關斷時，變壓器通過復位繞組N，復位，此時原邊繞組上感應的電壓為Vin，極性為上負下正。實際上，變壓器也可以通過原邊繞組、D1和D2進行磁復位。也就是說，變壓器有兩條磁復位通路，這樣復位繞組N，和復位二極管D，可以省去。將圖1.3(c)中的電路重新整理，可得圖1.3(d)所示的電路，這就是我們熟知的雙管正激變換器，其開關管電壓應力為Vin，是單管正激變換器開關管的一半。電路中的Di和D：是復位二極管。如果變壓器的原邊繞組存在漏感，當兩隻開關管關斷時，漏感的能量也將通過D1和D2迴饋到輸入電源中。
　　圖1.3 雙管正激變換器的攤導
　　1.2.2 推挽變換器
　　當復位繞組和原邊繞組的匝數相等時，為瞭保證變壓器可靠磁復位，單管正激變換器開關管的占空比必須小於0.5。為瞭獲得所需要的輸齣電壓，整流後的電壓幅值必須大於2倍的輸齣電壓，這樣整流後的電壓所含的高頻交流分量較大，岡此所需濾波電感較大。為瞭減小整流後的電壓幅值和濾波電感，可以采用兩個單管正激變換器並聯，共用續流二極管和輸齣濾波器，如圖1.4(a)所示，這裏要求這兩個單管正激變換器交錯工作，即開關管Qi和Q2的開關頻率相同，其驅動信號相差半個開關周期，即Ts／2，如圖1.5所示。
　　圖1.4推挽變換器的推導
　　圖1.5交錯並聯的兩個正激變換器的主要波形

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